компенсация искажений в усилителе

Компенсация искажений в усилителе

Основным способом повышения линейности усилителей считается введение в них ООС. Однако увеличивать ее глубину более 30. 35 дБ нежелательно из-за нарушения устойчивости работы усилителя. Дополнительно повысить линейность позволяет компенсация нелинейности. Простейшим примером такой компенсации является использование двухтактных каскадов, значительно ослабляющих четные гармоники усиливаемого сигнала. Но возможности такой линеаризации ограничиваются разбросом параметров активных элементов усилителя.

Чтобы как-то преодолеть это ограничение, предлагается ввести в усилитель компенсацию разброса параметров. Такой путь позволяет получить хорошую линейность при умеренной ООС, обойтись меньшим усилением в ее петле и использовать активные элементы без подбора. Амплитудная характеристика усилителя (зависимость выходного напряжения от входного) хорошо аппроксимируются полиномом третьей степени. При графическом представлении этой зависимости очевидны следующие ее особенности.

Во-первых, крутизна выше и ниже точки покоя не одинакова, что и порождает возникновение четных гармоник в усиливаемом сигнале. Во-вторых, с ростом мгновенного значения сигнала крутизна уменьшается (усилитель переходит в режим насыщения), а это предопределяет возникновение в усиливаемом сигнале нечетных гармоник.

При синусоидальном входном сигнале, кроме сигнала основной частоты, на выходе усилителя будет присутствовать постоянная составляющая, пропорциональная квадрату амплитуды входного сигнала; вторая его гармоника с амплитудой, также пропорциональной квадрату амплитуды входного сигнала, и третья гармоника.

Первые две составляющие обусловлены общей причиной — непостоянством крутизны амплитудной характеристики усилителя, и при ее компенсации исчезают одновременно. Причем постоянную составляющую легко выделить с помощью ФНЧ и использовать для индикации линейности.

Если же подать на вход усилителя 34 два синусоидальных сигнала разной частоты (f₁ и (f₂), то каждый из сигналов создаст на выходе усилителя, кроме перечисленных составляющих, составляющие с частотами, равными сумме и разности частот входного сигнала, а также с частотами, равными сумме и разности их гармоник. Компенсация нелинейности амплитудной характеристики усилителя вызовет в этом случае пропадание тех же составляющих, что и при воздействии на усилитель каждого из синусоидальных сигналов в отдельности, а также компонент с частотами, равными сумме и разности первых гармоник входных сигналов, особенно неприятных для слуха.

Из всех продуктов нелинейности останутся неподавленными только составляющие с частотами f₁±2f₂ и f₂±2f₁, обусловленные нелинейностью третьего порядка.

Как видим, при компенсации не только существенно уменьшаются интермодуляционные и гармонические искажения, но и устраняется «плавание» режима усилителя, вследствие квадратичного детектирования сигнала на нелинейных активных элементах усилителя.

Компенсацию нелинейности амплитудной характеристики усилителя можно получить, например, управляя нелинейностью каскадов, выполненных по схеме «токового зеркала». Читателям предлагается предварительный усилитель (возбудитель оконечного каскада УМЗЧ) с компенсацией нелинейности амплитудной характеристики путем дифференциального изменения глубины местной и общей ООС в плечах.

Рис. 1

В качестве базового использован предоконечный усилитель УМЗЧ, описанный в [1]. Его доработанная схема приведена на рис. 1. В отличие от прототипа в него введена стабилизация тока смещения транзисторов первого каскада с помощью стабилитронов VD1 и VD2. Блокировочные конденсаторы в цепи эмиттеров первого каскада отсоединены от общего провода и подключены к переменному резистору R11, движок которого заземлен. Изменены номиналы некоторых резисторов и исключена регулировка глубины ООС. Предусилитель дополнен оконечным каскадом, выполненным по традиционной схеме. При питании от источника напряжением ±26 В усилитель имеет следующие технические характеристики:

При снижении напряжения питания усилитель остается работоспособным до порога стабилизации стабилитронов VD1 и VD2. Переход на питание, отличное от приведенного на схеме, потребует только пересчета балластных резисторов стабилитронов R3 и R4. Допустимо питать предварительные и оконечные каскады от общего источника питания через развязывающие диоды, как это сделано в [1].

Поясним физический смысл линеаризации амплитудной характеристики усилителя. Для однотактного транзисторного каскада, собранного по схеме с ОЭ, характерно увеличение крутизны и нелинейности амплитудной характеристики с ростом коллекторного тока. При неизменном токе эти параметры зависят от глубины ООС.

В случае симметричного (двухтактного) усилителя результирующая амплитудная характеристика будет суммировать амплитудные характеристики плеч.

Дифференциально перераспределяя глубину ООС в плечах, можно управлять результирующей нелинейностью амплитудной характеристики в точке покоя.

Рис. 2

Сказанное иллюстрирует рис. 2. Исходные амплитудные характеристики каждого из плеч двухтактного каскада — «аб» и «вг». Его суммарная результирующая характеристика — «в’б’». Изменяя ООС в плечах усилителя, можно получить, например, характеристики «АБ» и «ВГ», результирующая амплитудная характеристика «В’Б’» которых имеет обратный знак кривизны. Причем регулировкой глубины ООС можно добиться любого знака кривизны результирующей характеристики.

В рассматриваемом усилителе глубина ООС регулируется переменным резистором R11. При перемещении его движка дифференциально регулируется глубина как местной (изменяются эмиттерные сопротивления в первом каскаде), так и общей ООС (изменяются коэффициенты деления делителей напряжения в ее цепях). Кстати, такая регулировка линейности амплитудной характеристики не влияет на режим усилителя по постоянному току.

Рис. 3

Рекомендуется следующий порядок регулировки усилителя. Вначале при отключенной нагрузке и отсутствии входного сигнала переменным резистором R18 следует установить ток покоя оконечного каскада 50. 70 мА. Далее, подключив к выходу усилителя эквивалент нагрузки (резистор сопротивлением 8 Ом и мощностью рассеяния 25 Вт) и ФНЧ с микроамперметром (см. рис. 3), переменным резистором R5 добиться отсутствия постоянного напряжения на нагрузке. Затем, подав на вход усилителя синусоидальный сигнал частотой 5. 8 кГц, по подключенному к его выходу осциллографу или вольтметру переменного тока нужно оценить пороговый уровень насыщения усилителя. После этого рекомендуется уменьшить входной сигнал до уровня 0,7 от насыщения (уровень половинной мощности) и переменным резистором R11 устранить постоянную составляющую (по показанию) микроамперметра), возникшую от квадратичного детектирования сигнала элементами нелинейности второго порядка. Эксперимент показал, что такой способ линеаризации усилителя дает достаточно высокую точность. Так, при установке резистора R11 в среднее положение измеритель нелинейных искажений (ИНИ), подключенный к усилителю, работающему на половинной мощности, зарегистрировал коэффициент гармоник 0,08 %. После компенсации нелинейности амплитудной характеристики по микроамперметру этот показатель упал до 0,036 %, а при минимизации по ИНИ до 0,03 %.

Осциллографический контроль на выходе ИНИ показал, что остаточные продукты искажений содержат преимущественно третью гармонику.

Короткая цепь общей ООС (по числу охваченных каскадов) сообщает усилителю хорошую стабильность. Он устойчив при шунтировании нагрузки емкостью в 1 мкФ, допускает применение разъемов в цепи питания (вынесенный выпрямитель). Однако непременным условием использования вынесенного источника питания должно быть раздельное соединение средней точки конденсаторов выпрямителя с общей шиной предусилителя и нагрузкой (общим проводом АС). Общепринятая рекомендация — соединять усилитель с выпрямителем одним толстым и коротким проводом — не достигает цели.

При настройке усилителя эквивалент нагрузки также нужно соединить с выпрямителем отдельным проводом.

В некоторых случаях, для снижения искажений на верхних частотах, может оказаться полезной коррекция фазы по опережению шунтированием конденсатором эмиттерного резистора второго каскада. Обычно это приходится делать в плече выходного каскада на транзисторах структуры p-n-p, имеющих худшие частотные параметры. Емкость конденсатора С* — 0,02. 0,03 мкФ.

ЛИТЕРАТУРА

Источник

О. Решетников. Снижение искажений в усилителях мощности.

До недавнего времени снижение нелинейных искажений в усилителях звуковой частоты достигалось в основном двумя способами: либо введением глубокой отрицательной обратной связи (ООС), охватывающей усилитель с выходным каскадом, работающим в режиме B (или близком к нему), либо переводом выходного каскада в режим А с неглубокой общей ООС. Первый из этих способов неизбежно приводит к необходимости принятия мер по борьбе с так называемыми динамическими искажениями, возникающими в усилителях с глубокой ООС, второй – мер по термостабилизации большого тока покоя выходного каскада.

А между тем еще в 1929 г. В патенте Хорольда Блэка [1] был выдвинут принцип построения усилителей НЧ, позволяющий использовать в выходных каскадах экономичный режим В, не внося в усиливаемый сигнал свойственных этому режиму искажений. Сам принцип получил название «feed forward error correction», что в переводе означает «коррекция искажений с использованием прямой связи».

Пути реализации этого принципа в транзисторном усилителе НЧ удобно рассмотреть на примере усилительного устройства, функциональная схема которого приведена на рис. 1. Устройство состоит из идеального усилителя Ф1, обеспечивающего необходимый для нормальной работы выходного каскада уровень сигнала, работающего в режиме В выходного каскада на транзисторах V1, V2 и элементов моста R1, C1, R2 и L1. Связь между выходным напряжением на нагрузке UH и напряжением источника сигнала UC выражается для данного устройства [2] равенством U_H=AU_C + Bi_б, где i_б – базовый ток транзисторов выходного каскада, а А и В – коэффициенты, численные значения которых определяются параметрами входящих в устройство элементов.

Если из устройства по схеме на рис. 1 исключить резистор R2, оно превратиться в обычный усилитель НЧ, где резистор R1 обеспечивает ООС, конденсатор C1 корректирует АЧХ, а катушка L1 защищает нагрузку от возможной высокочастотной генерации.

Эффективность снижения нелинейных искажений в таком усилителе уменьшается с увеличением частоты сигнала, так как требование стабильности приводит к соответствующему снижению с ростом частоты глубины ООС. Особенное заметно это сказывается на подавлении высших гармоник в спектре искаженного выходного тока i₁ (рис. 1).

При введении резистора R2 нелинейные продукты в спектре выходного тока компенсируются за счет подкачки «исправляющего» тока i₂ прямо с выхода линейного усилителя в нагрузку. При этом более эффективно компенсируются именно высшие гармоники (сопротивление резистора R2 выбрано так, что ток i₂ на этих частотах равен току i₁ и противоположен ему по направлению). На низших частотах баланс моста может нарушаться из-за наличия активной составляющей в полном сопротивлении катушки L1.

Принципиальная схема аналогичного усилителя на отечественных элементах приведена на рис. 2. Применение в выходном каскаде режима B позволило повысить КПД и полностью исключить проблему термостабилизации тока покоя, а метод компенсации искажений с использованием прямой связи обеспечил весьма низкий уровень нелинейных и динамических искажений.

Усилитель состоит из четырехкаскадного предварительного усилителя, работающего в режиме A (A1, V3-V6 и V9), выходного каскада, работающего в режиме B (V12, V15, V16) и устройства защиты выходного каскада от перегрузок и короткого замыкания в нагрузке (V7 и V13).

Первый каскад предварительного усилителя выполнен на операционном усилителе (ОУ) A1. Параметры охватывающей его цепи ООС (C1R2R5C3) выбраны так, что коэффициент усиления каскада на частотах выше 20 Гц постоянен и приблизительно равен 15. Благодаря глубокой ООС по постоянному току (через резистор R3) на выходе усилителя НЧ поддерживается нулевой потенциал.

Для получения максимального усиления в коллекторную цепь транзистора V4 включен источник тока на транзисторе V3. Двойной эмиттерный повторитель на транзисторах V5, V6 согласует входное сопротивление каскада на транзисторе V9 с выходным сопротивлением каскада на транзисторе V4.

Как уже говорилось, на низких частотах баланс моста R15 C6 R29 L1 нарушается. Малый уровень нелинейных искажений на этих частотах обеспечивается в основном глубокой (50…70 дБ) ООС, напряжение которой поступает в эмиттерную цепь транзистора V4 с выхода усилителя через делитель напряжения, состоящий из резисторов R12 и R15. На более высоких частотах баланс восстанавливается, и продукты искажений компенсируются «исправляющим» током, текущим через резистор R29 в нагрузку.

В устройство защиты транзисторов выходного каскада входят транзистор V7 и резисторы R18, R20, R21 в нижнем. В отсутствие сигнала через резисторы R26, R20, R18, R21 протекает постоянный ток, создающий на резисторах R20 и R26 падение напряжения около 0,45 В. С появлением сигнала на входе усилителя это напряжение начинает изменяться: в интервалы времени, когда переменное напряжение на выходе усилителя изменяется в положительную сторону, падение напряжения на резисторе R20 уменьшается, а на резисторе R26 (оно обусловлено в основном коллекторным током транзистора V12) – повышается. Когда суммарное напряжение на резисторах R20 и R26 достигает примерно 0,65 В, транзистор V7 открывается. Участком эмиттер – коллектор он шунтирует резистор R16 и тем самым ограничивает рост выходного тока. При указанных на схеме номиналах деталей это ограничение наступает при токе 3,5 А. В случае короткого замыкания в нагрузке выходной ток ограничивается 1,5 А. Диод V8 предотвращает срабатывание устройства защиты верхнего (по схеме) плеча из-за увеличения падения напряжения на резисторе R20 в моменты, когда выходное напряжение изменяется в отрицательную сторону. Аналогично работает устройство защиты нижнего плеча.

Элементы R30, L2, C11, R31, C10, C12 предотвращают самовозбуждение усилителя.

Катушки L1 и L2 намотаны виток к витку в два слоя проводом ПЭВ-2 1,0 на каркасах диаметром 7 и длиной 28 мм и содержат соответственно 30 и 46 витков. Вместо транзисторов КТ3102А и КТ3107Б, КТ3107Д можно использовать соответственно транзисторы КТ342Г и КТ361В, КТ361Д. Ближайшими аналогами транзистора КТ626Б (кроме КТ626В и КТ626А) являются транзисторы КТ814В и КТ814Г.

Транзисторы V9, V12, V15 и V16 установлены на теплоотводе с площадью охлаждающей поверхности 900см 2 и изолированы от него слюдяными прокладками толщиной 0,1 мм.

Правильно смонтированный усилитель практически не требует налаживания. Необходимо только настроить мост R15 C6 R29 L1 по минимуму искажений. Для этого на вход усилителя подают сигнал синусоидальной формы частотой 50…100кГц и, наблюдая выходное напряжение на экране осциллографа, подбирают конденсатор C6 так, чтобы искажения формы стали минимальными.

1. Black H. US Pat 1, 689, 792. 9th Oct 1929.

2. Vanderkooy J., Lipshitz S. P. Current dumping does it really work? Wireless World, 1978, June (Vol. 84, 1510).

3. Walker P. J. Current damping audio amplifier. Wireless World, 1975, Dec. (Vol. 81, 1480).

О. Решетников. Снижение искажений в усилителях мощности. Радио №12, 1979г. стр. 40-42

Источник

Усилитель: что мешает звучать правильно? (часть 1) (страница 2)

До этого рассматривались случаи с одним источником сигнала синусоидальной формы, но в реальном звуковом ряде масса гармоник с далеко не синусоидальной формой. Если в усилителе присутствуют цепи с нелинейной проводимостью (а они гарантированно есть, откуда же берутся искажения?), и звуковой сигнал содержит несколько частот, то в результате получается множество гармоник с вариациями оригинальных частот, умноженными на коэффициенты 2,3,4.

Для этой симуляции параметры сигнала несколько модифицированы – в исследуемый сигнал добавлена вторая компонента с другой частотой, да и сами значения изменились, 100 Гц и 2 КГц. Сама схема осталась прежней, той же, что использовалась для проверки дефекта «ступеньки».

реклама

Сравните эту симуляцию с ранее рассмотренной «ступенькой». По картинке наглядно видно, что интермодуляционные искажения смотрятся хуже всего, бывшего ранее – спектр огромен, присутствуют самые разнообразные вариации множителей частот F1 и F2.

Коммутационные искажения

Ранее рассматривались довольно абстрактные типы искажений, свойственные различным электронным компонентам. Но каждому типу усилительных элементов присущи какие-то свои специфические моменты, которые могут оказать негативное влияние на качество работы. Для биполярных транзисторов одним из таких свойств является низкое быстродействие, проявляющееся в большом времени выключения.

Специфической особенностью работы транзисторов является накопление заряда неосновных носителей в активном состоянии. Для выключения транзистора (или просто резкого снижения тока) необходимо вывести этот заряд, что требует наличие элементов отвода тока из базы и, вообще говоря, занимает весьма приличный интервал времени. При конструировании усилителей стараются избежать перевода транзисторов в отключенное состояние, но в выходном каскаде часто об этом забывают. Причем, этой «забывчивостью» страдают и высококачественные усилители с достойной репутацией.

реклама

На первый взгляд, схема ничем особенным не выделяется, разве что отсутствует смещение между базами Q1 и Q2, но присмотримся внимательнее – резисторы R10 и R11 запирают выходные транзисторы в те моменты, когда они должны быть выключены. Выходной каскад класса В, то есть проводит либо верхний (Q3), либо нижний (Q4) транзистор, в зависимости от полярности выходного напряжения. В модели номиналы резисторов R10, R11 выбраны заведомо большей величины, что затрудняет рассасывание заряда и транзистор выключается продолжительное время. Ранее в симуляциях было рассмотрено напряжение в контрольных точках, но в данном тесте гораздо больший интерес несет ток выходных транзисторов.

Возьмем центральный участок. В момент перехода напряжения через ноль ток верхнего транзистора (красный график) уменьшается, но недостаточно быстро – нижний транзистор начинает открываться раньше, чем успел рассосаться заряд из верхнего транзистора. Как следствие – существует небольшое время, когда оба транзистора находятся в проводящем состоянии. Вообще-то, для усилителей это состояние считается нормальным, вспомните о классе А, но не в данном случае. Закрывание транзистора идет не плавно, а резко и бесконтрольно (ограничено временем и характером рассасывания заряда), что вызывает необходимость адекватной реакции схемы управления для формирования компенсирующего тока.

Это тоже было бы нормально, но такой режим работы (высокая частота) возникает на очень небольшой интервал времени. Увы, общее усиление всего усилителя обязано уменьшаться с ростом частоты, иначе пострадает устойчивость или все свалится в самовозбуждение. Поэтому точной компенсацией мешающего тока рассасывания одного транзистора нельзя полностью скомпенсировать другим плечом и в этот момент появится «щелчок». Вот так и возникают коммутационные помехи.

Самовозбуждение

Высококачественный усилитель должен хорошо воспроизводить как низкие, так и высокие частоты звукового диапазона, что требует большого быстродействия и запаса усиления в рабочей полосе, которая простирается дальше слышимого диапазона частот 20-20000 Гц. Если с низкими частотами обычно проблем не бывает, то расширение полосы в высокочастотную область вызывает трудности.

Любой активный (как и реактивный) элемент вызывает задержку распространения сигнала. Как следствие, при повышении частоты начинает накапливаться фазовый сдвиг и как только достигается 180 градусов, то следует самовозбуждение и усилитель превращается в генератор. Для борьбы с этим дефектом в любом усилителе ограничивают коэффициент усиления на высоких частотах. Идея заключается в том, что генерация возникнет только в том случае, если при критическом сдвиге фазы общее усиление цепи будет больше единицы, то есть цепь получает усиление на этой частоте.

При коэффициенте передачи меньше единицы, цепь ослабляет сигнал и самовозбуждение невозможно. Понятно, что разработчик схемы не допустит банального возбуждения усилителя, схема будет спроектирована должным образом. Но… кроме «тупой» генерации существует неустойчивое возбуждение. Повторюсь, критерий устойчивости состоит в обеспечении низкого коэффициента передачи на критически высоких частотах, но само понятие «коэффициент передачи» величина непостоянная, на него оказывает влияние множество факторов и он может несколько меняться в зависимости от характера и уровня сигнала. Усилитель, в основном, состоит из транзисторов, а для них одной из важнейших характеристик выступает коэффициент передачи тока hFE:

Если тестировать собранное устройство только на статическом сигнале, да еще и без специального учета разброса и деградации параметров компонентов, то можно перейти грань стабильности и усилитель будет самовозбуждаться. Причем, особо неприятно то, что генерация будет небольшое время и только при некоторых стечениях обстоятельств. Чаще всего – при резком изменении уровня или характера сигнала, особенно при наличии высокочастотных составляющих. Сами всплески высокочастотной генерации не слышны, но их наличие вызывает изменение режима работы усилительных каскадов, что приводит к нелинейным искажениям.

И особо печально, что общая обратная связь не может устранить деструктивные последствия самовозбуждения, ведь ООС уже не работает на таких частотах. Увы, дефект возникает достаточно часто и о нём надо помнить.

Соединение с нагрузкой

Усилитель сам по себе звуковые волны излучать не может, для этого используются динамические головки или наушники. О самих динамиках речь пойдет позже, пока же поговорим о том, что соединяет их с усилителем – о проводах.

реклама

Хотя, я немного поторопился, кроме проводов существует еще несколько вещей, которые могут испортить звучание – пайка и разъемное соединение.

Пайка – соединение медных проводников с помощью мягкого припоя. С одной стороны, это самый надежный способ соединения проводников, с другой – переход медь-припой обладает некоторым эффектом полупроводника, сопротивление соединения может немного (совсем чуть-чуть) меняться от направления и силы тока, частоты сигнала. Для уменьшения такого дефекта надо сматывать проводники один на другой, и уж затем пропитывать припоем. Чем лучше смотаны проводники до пайки, тем меньший вред нанесет припой.

Разъем, как средство соединения, хуже пайки. Но в ряде случаев без него не обойтись, особенно при соединении автономных конструкций или необходимости переключения цепей. Собственно, какие-либо «особые» рекомендации дать трудно, качество соединения зависит не только от формы и покрытия контактирующих поверхностей, испортить хорошую вещь можно чем угодно. Одно точно известно – силовые разъемы это зло.

Провода… и это самое интересное, остановимся подробнее.

Медные провода тоже обладают эффектом полупроводника и вносят искажения в передаваемый сигнал. С данным дефектом можно бороться схемотехнически (большим выходным сопротивлением усилителя), но лучше использовать специальные сорта меди с низким содержанием примесей, приводящих к «полупроводниковому» эффекту, например, так называемую «бескислородную» медь.

реклама

Кроме внесения искажений, провода обладают конечным сопротивлением. Например, у одиночного провода сечением 1.5 мм 2 и длиной 3 метра сопротивление порядка 0.08 Ом. Полученная цифра не впечатляет, при подключении колонки 4 Ом таким проводом, на нем потеряется всего два процента напряжения (четыре процента мощности). Хуже другое, эти 0.08 Ом суммируются с выходным сопротивлением усилителя, что изменит степень электрического демпфирования динамических головок.

Впрочем… есть еще один подводный камень, про который все почему-то забывают. При повышении частоты сигнала, передаваемого по проводу, начинает действовать волновая природа и возникает эффект вытеснения зоны проводимости в поверхностные слои проводника. Если провод не монолитный и состоит из множества тонких проволочек, то этот дефект не проявляется? Отнюдь! Если проводники электрически не изолированы друг от друга, то магнитные поля складываются, и электрический ток начинает течь по внешним слоям только тех проволочек, что находятся снаружи. Зачастую, качественные кабели не только делают из изолированных проволочек, но и с пустой центральной частью – с диэлектрическим заполнителем.

Понятное дело, что основная вредоносность этого эффекта проявляется в импульсных блоках питания и других узлах с высокочастотной коммутацией. Также его проявления есть и в обычной связи «усилитель-колонка» – если на постоянном токе и не высокочастотном сигнале сопротивление провода останется 0.08 Ом, то на верхней границе частотного диапазона сопротивление возрастет. Это было бы не так страшно, только «утоньшение» провода на высоких частотах приведет к большей заметности полупроводникового эффекта.

К чему это я? Всё просто – качественная бескислородная медь зачастую выполняется в виде жгута изолированных мелких проволочек. Не знаю, насколько повышает качество звучания отсутствие кислорода в меди, но вот устранение дефектов от влияния эффекта «скин-слоя» прослеживается весьма четко и может быть легко измерено.

реклама

В заключение этого раздела хотел бы специально обратить внимание – качество пайки и соединительных проводников важно только при протекании большого тока через них. Для сигнальных цепей применение особо качественных проводников или пайка припоем с высоким содержанием серебра не дадут никакого положительного эффекта.

Что до разъемов, то с ними всё сложнее. Любое коммутационное устройство (разъем, реле и прочее) проектируется как на максимальный ток, что очевидно, так и на минимальный. Последнее требование вызвано применяемым покрытием контактной группы. Если на какое-то соединительное устройство не указан минимальный ток, то это вовсе не означает, что его нет – просто производитель «забыл» указать сей параметр. По возможности, используйте пайку, даже «винтовое» соединение не гарантирует отсутствие окисла под контактами. Не забывайте, что, как правило, понятие «удобство сборки» вступает в конфликт с качеством.

Влияние нагрузки

Данная рекомендация следует из механического (инерционного) характера работы динамической головки. Понятно, что эта особенность проявляется в небольшие интервалы времени и не сказывается на общем тепловом режиме. Однако игнорирование подобного условия приводит к печальным результатам – срабатыванию системы защиты от перегрузки или просто к работе усилителя в нештатном режиме. Увы, этой «болезнью» страдают и качественные усилители.

реклама

Проведенное исследование показало «не слишком удачный» бас на ряде усилителей, что трудно объяснить логически или экспериментально. Множество проверок давало только положительные результаты, но тестовое прослушивание упорно показывало «странность» звучания. Но после проведения теста на нагрузку в уменьшенном сопротивлении, все сразу встало на свои места – эти усилители показали резкий провал предельного уровня на низких и инфранизких частотах.

У динамической головки, кроме ее сопротивления, есть другие электрические характеристики – индуктивность, частота и добротность механического резонанса… но они хорошо известны и, как правило, легко учитываются при разработке устройства. Об этом знают, а вот тестирование на половинном сопротивлении выполняют далеко не всегда.

Динамический режим работы

Музыка даже отдаленно не напоминает монотонный синусоидальный сигнал частотой 1 кГц, которым принято тестировать усилитель. И дело здесь не в эстетике – проводили исследования по восприятию человеком разных составляющих звуковых форматов: музыки, речи. Была обнаружена высокая чувствительность к качеству передачи резких изменений уровня звука. В речевой фонограмме вырезали фронты между звуками, после чего разборчивость падала катастрофически.

Для музыки свойственны плавные переходы между частями, но и в ней встречаются моменты с довольно агрессивным изменением уровня звука. Динамическому режиму усилителя характерны следующие потенциальные проблемы:

реклама

«Термоудар» встречается в большинстве выходных каскадов класса АВ, проявляясь в большей или меньшей степени – многое зависит от удачности конструкции теплоотводов и схемотехнического решения. Обычный вариант выходного каскада выглядит примерно так (схема упрощена до основных узлов):

Вывод «А» – предшествующая часть схемы. Для компенсации искажений, свойственных классу В (ступенька) в выходном каскаде задается небольшой ток через выходные транзисторы, что переводит усилитель в класс АВ и уменьшает уровень искажений. Осуществляется сие через введение дополнительного источника питания, приоткрывающего транзисторы выходного каскада, собранных на эмиттерных повторителях Q2-Q4 и Q3-Q5.

Такой дополнительный источник чаще всего выполняется на транзисторе (Q1 и резисторы делителя R2-R3), но встречаются варианты с гирляндами кремниевых диодов. Напряжение между выводами E и F задает ток покоя усилителя, но напрямую его выставить нельзя, приходится управлять напряжением в точках C и D, которое больше нужных точек E и F на напряжение перехода «база-эмиттер транзисторов» Q4 и Q5. Увы, точками C и D управлять по-прежнему затруднительно, вот и приходим к напряжению источника, точкам A и B.

реклама

Температура кристалла в транзисторе легко может нагреваться на 50 градусов к температуре среды, причем довольно быстро. Если перевести этот прирост температуры в изменение напряжение «база-эмиттер», то оно уменьшится на 50*2=100 мВ. Оба транзистора в паре нагреваются примерно одинаково и изменение напряжения в точках C и D составит в два раза большую цифру, 0.2 вольта. Если предположить, что источник питания смещения лишен термокомпенсации, то между C и D останется прежнее напряжение, а уменьшившееся напряжение переходов транзисторов вызовет повышение напряжение между точками E и F на 0.2В, что приведет к увеличению тока покоя с заданных 0.1 А до 0.26/0.6 = 0.43 А – уже весьма расточительно.

Прошу учесть, в рассмотрении не участвовало изменение температуры транзисторов Q2 и Q3, итог мог быть еще хуже. Выходит, что источник питания для установки тока смещения должен быть термокомпенсированным, как изображено на схеме – образцовое напряжение «база-эмиттер» транзистора Q1 зависит от температуры. При размещении транзистора Q1 на общем радиаторе с Q4 и Q5 он будет обладать примерно той же температурой и компенсировать изменение напряжения перехода «база-эмиттер». Всё хорошо, откуда проблемы?

Обычная рекомендация – устанавливать транзистор источника (Q1) на тот же радиатор, где смонтированы выходные транзисторы (Q4, Q5). При этом следует аргументация, что этим достигается термостабилизирование тока покоя. Напряжения «база-эмиттер» зависят от температуры кристалла, которая заведомо больше температуры корпуса транзистора. Но, и температура корпуса транзистора нагревается гораздо больше, чем радиатор. К этому приводит ограниченная толщина теплоотводящей пластины радиатора, на которую монтируются транзисторы, и обязательная термопрокладка.

Последняя крайне необходима из-за того, что на общий радиатор устанавливается несколько транзисторов и надо обеспечить электрическую изоляцию металла их корпуса от другого транзистора и цепей схемы. (Вообще-то, признаком хорошего тона является соединение крупных металлических узлов c цепью «земля»). Сюда же стоит прибавить сложность размещения силовых транзисторов близко друг от друга, для уменьшения перепадов температуры между силовыми транзисторами, и дополнительного транзистора термокомпенсации. Не в каждом усилителе устанавливают вентилятор для обдува радиатора, а это означает применение действительно большого радиатора и обязывает разнести силовые транзисторы друг от друга по поверхности радиатора.

В работе, при установившемся тепловом режиме, происходит следующее:
1. Температура кристалла в полтора-два раза больше температуры радиатора. Естественно, под «температурой» понимается нагрев над окружающей средой.
2. Тепловой коэффициент источника смещения рассчитан на четыре перехода, а основной нагрев происходит только в двух, на выходных транзисторах (Q4, Q5).

Первый пункт говорит, что точная термокомпенсация по температуре радиатора будет ошибаться в два(. ) раза. Второй означает, что компенсация источника работает в два раза эффективнее, чем надо. Если сложить оба пункта, то недокомпенсация два раза сложится (точнее «перемножится») с перекомпенсацией в источнике и будет полный порядок.

Обычно, так и происходит, но если говорить про установившийся режим. А вот если применить эти же выкладки при динамическом режиме работы, когда за громким уровнем следует тихий, то вот тут-то и начинаются проблемы. Уже говорилось, но перечислю в более четкой форме:
1. Температура (перегрева) кристалла много выше температуры (перегрева) радиатора. Причем, транзистор очень быстро скидывает эту разность температур при сбросе рассеиваемой тепловой мощности.
2. Датчик тепловой компенсации находится (механически) далеко от силовых транзисторов.
3. Нагрев и охлаждение одной части радиатора относительно долго распространяется на другие участки радиатора.

В результате, тепловая компенсация источника тока покоя оооочень сильно задержана во времени от температуры транзисторов. Если в статическом режиме можно удержать ток покоя в разумных рамках, то в динамике из-за запаздывания компенсации источника смещения, возможно как значительное увеличение тока покоя (при резком повышении уровня сигнала), так и значительное его уменьшение (переход к тихой музыке). Причем, уменьшение вплоть до 0, то есть усилитель переходит из класса АВ в чистый В. Стоит добавить, что в эти моменты как раз идет тихая музыка.

Что до моего примера, то давайте «прикинем» цифры. Положим, нагрев радиатора 20 градусов (к окружающей среде), что означает температуру кристалла транзистора 40 градусов (расчеты примерны). При резком сбросе громкости звука, скорее при «очень резком и сильном» сбросе, температура радиатора в месте крепления транзистора упадет до 15 градусов, а кристалла до 20 градусов. Не забывайте, подразумевается не абсолютная температура, а перегрев к окружающей среде. Ток покоя выходных транзисторов определяется напряжением на резисторах R5+R6 и их сопротивлением.

Обратите внимание, я «совершенно забыл» о транзисторах предвыходного каскада, Q2 и Q3. По идее, они не должны особо нагреваться и вреда от них не ожидается. Но, они всё же нагреются. Их установка на общий радиатор не улучшит ситуацию с термоударом, ведь температуру «кристалл-радиатор» выходных транзисторов контролировать (и компенсировать) нечем. Если же их устанавливать на собственные радиаторы или без оных вовсе, то у термоудара появится еще одна составляющая, температура предоконечных транзисторов, которая только ухудшает дело.

Теперь по скорости нарастания выходного сигнала.

Для симуляции используется следующая схема:

Эмуляция ограничения скорости нарастания достигается заменой верхнего плеча выходного каскада на нерегулируемый источник тока, транзистор Q5, и шунтирование нагрузки конденсатором (C1) чрезмерно большой величины. Для более наглядной демонстрации, в качестве сигнала применяются два источника – 2 кГц и 20 кГц. При этом получается следующая форма выходного сигнала:

Напоминаю, красный график образцового сигнала, зеленый – выходного.

Скорость нарастания выходного напряжения ограничена, что вызывает отставание зеленого графика по отношению к красному. Особенно интересен фрагмент между 250 мкс и 300 мкс – зеленый график начинает отставать от красного и накапливается ошибка обратной связи. В районе 280 мкс выходное напряжение наконец-то «догнало» красный и, вроде бы, с этого момента всё должно придти в норму, но за время отставания накопилась ошибка, которую надо выбрать и зеленый график продолжает расходиться и дальше.

Так будет до тех пор, пока ранее накопленная ошибка не будет компенсирована новой ошибкой, с другим знаком. Это происходит только при 300 мкс, обратная связь «спохватывается» и начинает уменьшать напряжение. Интересно, что опять следует перерегулирование, зеленый график уменьшается даже ниже красного. Последующие два периода частотой 20 кГц повреждаются по тому же сценарию.

Источник